信号処理ユニットとシステムオンチップ (SoC) ユニットは通常、急激に変化する負荷過渡プロファイルを備えています。この負荷過渡現象により、電源電圧の乱れが発生しますが、これは無線周波数 (RF) アプリケーションでは重大な問題です。クロック周波数は変化する電源電圧によって大きく影響を受けるためです。この記事では、Silent Switcher® 電源ソリューションが、ワイヤレス、特にRFアプリケーションで超高速電源過渡応答を実現する方法について説明します。
RFアプリケーション向け高速過渡サイレントスイッチャー3ファミリー
高速過渡電源レールを実現する最も簡単な方法の1つは、高速過渡性能を備えたレギュレータを選択することです。Silent Switcher 3ファミリのICは、非常に低い周波数の出力ノイズ、高速な過渡応答、低いEMI放出、および高い効率を特徴としています。強力な補正でもさらなる安定性を実現できる超高性能エラーアンプ設計を採用しています。4 MHzの最大スイッチング周波数により、ICは固定周波数ピーク電流制御モードで制御ループ帯域幅を100 kHz半ばの範囲まで押し上げることができます。設計者が高速過渡性能を実現するために選択できるSilent Switcher 3 ICは、 表1 にリストされています。
表1. Silent Switcher 3ファミリーのパラメータ。
図1 は、高速過渡応答と低リップル/ノイズ レベルを同時に必要とする5G RFSoC用のLT8625SPに基づく一般的な1 V出力電源を示しています。1 V負荷は、送信/受信関連回路と、局部発振器 (LO) および電圧制御発振器 (VCO) の両方で構成されます。送信/受信負荷は、周波数分割複信 (FDD) 動作で急激な負荷電流の変化を経験します。同時に、LO/VCOは一定の負荷がかかりますが、極めて高い精度と低ノイズが求められます。LT8625SPの高帯域幅機能により、設計者は2番目のインダクタ (L2) を使用して動的負荷と静的負荷を分離し、1つのICから2つの重要な1 V負荷グループに電力を供給できます。
図2 4 A ～ 6 Aの動的負荷過渡時の出力電圧応答を示します。動的負荷は、ピークツーピーク電圧が0.8% 未満で5 µs以内に回復し、ピークツーピーク電圧が0.1% 未満で静的負荷側への影響を最小限に抑えます。この回路は、0.8 Vや1.8 Vなどの他の出力組み合わせに対応するように変更することができ、低周波範囲での超低ノイズ、低電圧リップル、および超高速過渡応答により、LDOレギュレータ ステージなしでRFSoC負荷に直接供給できます。
図1. 動的/静的に分離されたRF負荷におけるLT8625SPの一般的なアプリケーション回路。
図2. 負荷過渡応答は最小Vで高速外 偏差は発生せず、静的荷重には影響しません。
時分割デュプレックス (TDD) モードでは、ノイズが重要なLO/VCOは、送信/受信モードの変更とともにロードおよびアンロードされます。したがって、図に示すような簡略化された回路は、 図3 すべての負荷が動的負荷であると考えられるため使用できますが、LO/VCOの低リップル/低ノイズ機能を維持するために、より重要なポストフィルタリングが必要です。フィードスルー モードの3端子コンデンサを使用すると、負荷過渡に対して高速な帯域幅を維持しながら、最小の等価Lで十分なポスト フィルタリングを実現できます。フィードスルー コンデンサは、リモート側出力コンデンサとともに2段以上のLCフィルタ ステージを形成しますが、すべてのLは3端子コンデンサのESLから発生し、非常に小さく、負荷過渡への影響も少なくなります。
図3 また、Silent Switcher 3ファミリの簡単なリモート センシング接続も示します。独自のリファレンス生成およびフィードバック技術により、SETピン コンデンサ (C1) のグランドとOUTSピンを目的のリモート フィードバック ポイントにケルビン接続するだけで済みます。この接続にはレベルシフト回路は必要ありません。
図4 回復時間 <5 μs、出力電圧リップル < 1 mVの1 A負荷過渡応答波形を示します。
図3. 動的/静的複合RF負荷におけるLT8625SPの一般的なアプリケーション回路。
図4. フィードスルー コンデンサは、出力電圧リップルを最小限に抑えながら過渡応答を向上させます。
プリチャージ信号は、高速過渡応答を実現するSilent Switcher 3ファミリーを駆動します。
場合によっては、信号処理ユニットが十分な数のGPIOを備えて強力であり、一時的なイベントを事前に知ることができるため、信号処理が適切にスケジュールされます。これは通常、プリチャージ信号を生成して電源の過渡応答に電力を供給できる一部のFPGA電源設計で発生します。
図5 は、FPGAによって生成されたプリチャージ信号を使用して、実際の負荷遷移が発生する前にバイアスを提供する一般的なアプリケーション回路を示しています。これにより、LT8625SPは、VOUT 偏差と回復時間を大きくすることなく、負荷の乱れに対応するための余分な時間を確保できます。プリチャージ信号がフィードバックの妨害となるため、FPGAのGPIOからインバータの入力までのチューニング回路は省略されています。レベルは35mVに制御されます。さらに、定常状態に対するプリチャージ信号の影響を回避するために、プリチャージ信号とOUTSの間にハイパス フィルタが実装されています。
図6 は1.7A～4.2Aの負荷過渡応答波形を示しています。プリチャージ信号は実際の負荷過渡現象の前にフィードバック (OUTS) に適用され、5 µs未満の回復時間が達成されます。
図5. 高速過渡応答を実現するために、プリチャージ信号がOUTSピンに入力されるT8625SP。
図6. LT8625SPフィードバックはプリチャージ信号と負荷過渡の両方の影響を受け、高速回復時間を実現します。
超高速回復過渡現象のためのアクティブドループ回路
ビームフォーマー アプリケーションでは、さまざまな電力レベルに対応するために供給電圧が常に変化します。その結果、供給電圧の精度要件は通常5% ～ 10% になります。このアプリケーションでは、負荷過渡時の回復時間を最小限に抑えることでデータ処理効率が最大化されるため、電圧精度よりも安定性が重要です。垂下電圧によって回復時間が短縮されるか、あるいは回復時間がなくなるため、垂下回路はこのアプリケーションに最適です。図7 は、LT8627SPのアクティブ・ドロップ回路の回路図を示しています。過渡時にフィードバック制御ループの定常エラーを維持するために、エラー アンプの負入力 (OUTS) と出力 (VC) の間に追加の垂下抵抗が追加されました。垂下電圧は次のように表されます。
図7. 高速過渡回復時間を実現するために、OUTSとVCの間にアクティブ ドロップ抵抗を配置したLT8627SP。
∆VOUT は負荷過渡によって生じる初期電圧変動、∆IOUTは負荷過渡電流、gは電流ゲインを切り替えるVCピンです。図7に示す垂下回路を設計する際には、特別な考慮が必要です。
- 垂下電流はVCピンの電流制限を超えてはなりません。LT8627SPのエラー アンプ出力の場合、飽和を避けるために電流を200 µA未満に制限することが適切であり、これはR7とR8の値を変更することで実現できます。
- 過渡時の回復時間を最小にするためには、過渡時の電圧偏差が垂下電圧と同レベルになるように、垂下電圧を出力容量に対応させる必要があります。
図8 は、1Aから16A、さらに1Aへの負荷過渡時の上記回路の典型的な波形を示しています。注目すべきは、16 Aから1 Aへの負荷過渡速度が帯域幅ではなく、レギュレータの最小オン時間によってボトルネックになっていることです。
図8. LT8627SPの過渡回復時間を最小限に抑えるために、ドループ過渡応答を実現できます。
結論
無線RF分野は、高速信号処理のタイムクリティカルな性質により、ますます計算に依存し、過渡応答時間に対して敏感になっています。システム設計エンジニアは、ブランキング時間を最小限に抑えるために電源の過渡応答速度を向上させるという課題に直面しています。Silent Switcher 3ファミリは、ワイヤレス、産業、防衛、医療分野におけるノイズに敏感で集中的な動的負荷過渡ソリューション向けに最適化された次世代のモノリシック レギュレータです。負荷条件に基づいて、特別な技術と回路を適用して、過渡応答をさらに改善することができます。