Le unità di elaborazione del segnale e le unità System-On-Chip (SoC) in genere hanno profili transienti di carico che cambiano rapidamente. Questi transienti di carico causeranno a un disturbo nella tensione di alimentazione che è molto importante nelle applicazioni a radiofrequenza (RF), poiché la frequenza del clock sarà fortemente influenzata dalle variazioni della tensione di alimentazione. In questo articolo, scopri come le soluzioni di alimentazione Silent Switcher® possono aiutare a ottenere una risposta ai transienti ultrarapida dalla fonte di alimentazione nelle applicazioni wireless e, in particolare, nelle applicazioni RF.
Famiglia Silent Switcher 3 di transienti rapidi per applicazioni RF
Uno dei metodi più semplici per ottenere linee di alimentazione transienti veloci è quello di selezionare regolatori che offrano prestazioni transienti rapide. La famiglia di circuiti integrati Silent Switcher 3 fornisce un rumore di uscita a una frequenza eccezionalmente bassa, una rapida risposta ai transienti, basse emissioni EMI e un'elevata efficienza. È dotata di un design dell'amplificatore di errore ad altissime prestazioni che può fornire una stabilizzazione aggiuntiva anche con una compensazione aggressiva. La frequenza di commutazione massima di 4 MHz consente all'IC di estendere l'ampiezza di banda del loop fino a centinaia di kHz in una modalità di controllo della corrente di picco a frequenza fissa. I circuiti integrati Silent Switcher 3 che i progettisti possono scegliere per ottenere prestazioni transienti veloci sono elencati nella Tabella 1.
Tabella 1. Parametri della famiglia Silent Switcher 3.
La Figura 1 mostra un tipico alimentatore di uscita da 1 V basato sull'LT8625SP per RFSoC 5G, che richiede contemporaneamente una risposta rapida ai transienti e un basso livello di ondulazione e rumore. Il carico da 1 V è costituito da circuiti di trasmissione/ricezione, oscillatori locali (LO) e oscillatori controllati in tensione (VCO). I carichi trasmessi/ricevuti subiscono un brusco cambiamento della corrente di carico nel funzionamento duplex a divisione di frequenza (FDD). Allo stesso tempo, gli oscillatori LO/VCO vedono un carico costante ma richiedono un'accuratezza molto elevata e basso rumore. L'elevata ampiezza di banda dell'LT8625SP consente ai progettisti di alimentare i due gruppi di carico critici da 1 V da un unico circuito integrato, isolando il carico dinamico e il carico statico con un secondo induttore (L2).
Nella Figura 2 viene mostrata la risposta della tensione d'uscita nel caso di un transiente di carico dinamico da 4 A a 6 A. Il carico dinamico si ripristina entro 5 µs con una tensione picco-picco inferiore allo 0,8%, riducendo al minimo l'impatto sul lato del carico statico con una tensione picco-picco inferiore allo 0,1%. Questo circuito può essere modificato per adattarsi ad altre combinazioni di uscita, come 0,8 V e 1,8 V, che possono alimentare direttamente il carico RFSoC senza la fase del regolatore LDO grazie al rumore estremamente basso nella bassa gamma di frequenze, all'ondulazione a bassa tensione e alla risposta ultrarapida ai transienti.
Figura 1. Tipici circuiti applicativi per LT8625SP con carichi RF dinamici/statici separati.
Figura 2. La risposta ai transienti di carico è veloce con una deviazione VOUT minima e non influirà sul carico statico.
In modalità TDD (Time Division Duplex), i LO/VCO sensibili al rumore vengono caricati e scaricati insieme quando cambia la modalità di trasmissione/ricezione. Pertanto, è possibile utilizzare un circuito semplificato, come illustrato nella Figura 3, poiché tutti i carichi sono considerati dinamici, mentre è necessario un post-filtraggio più critico per mantenere ondulazione e rumore bassi per i LO/VCO. È possibile utilizzare un condensatore in modalità passante a 3 terminali per ottenere un post-filtraggio sufficiente con un L equivalente ridotto al minimo che mantenga un'ampiezza di banda veloce per i transienti di carico. Il condensatore passante forma altri due stadi del filtro LC insieme ai condensatori di uscita sul lato remoto, mentre tutti gli L provengono dagli ESL del condensatore a 3 terminali, che è molto piccolo e meno dannoso per il transiente di carico.
La Figura 3 illustra anche una semplice connessione di rilevamento remoto per la famiglia Silent Switcher 3. Grazie all'esclusiva tecnologia di generazione di riferimenti e feedback, è necessaria una sola connessione Kelvin dalla terra del condensatore del pin SET (C1) e il pin OUTS al punto di feedback remoto desiderato. Per questa connessione non è richiesto alcun circuito di spostamento di livello.
Nella Figura 4 è illustrata una forma d'onda di risposta ai transienti di carico di 1 A con tempo di recupero < 5 μs e ondulazione della tensione di uscita < 1 mV.
Figura 3. Tipico circuito applicativo per LT8625SP in carichi RF dinamici/statici combinati.
Figura 4. Il condensatore passante migliora la risposta ai transienti mantenendo al minimo l'ondulazione della tensione d'uscita.
I segnali di precarica dirigono la famiglia Silent Switcher 3 per una rapida risposta ai transienti
In alcuni casi, l'unità di elaborazione del segnale è potente con un numero sufficiente di GPIO e l'elaborazione del segnale è ben pianificata perché l'evento transiente può essere noto in anticipo. Ciò di solito accade in alcuni progetti di alimentatori FPGA in cui può essere generato un segnale di precarica per alimentare la risposta ai transienti dell'alimentatore.
Nella Figura 5 è illustrato un tipico circuito applicativo che utilizza il segnale di precarica generato dall'FPGA per fornire una polarizzazione prima che avvenga l'effettiva transizione di carico, dando all'LT8625SP altro tempo per adattarsi al disturbo del carico senza una deviazione VOUT eccessiva e tempi di recupero. Il circuito di sintonizzazione dal GPIO dell'FPGA all'ingresso dell'inverter è stato omesso poiché il segnale di precarica agisce come un disturbo sul feedback. Il livello è regolato a 35 mV. Inoltre, per evitare l'effetto del segnale di precarica sullo stato stazionario, viene implementato anche un filtro passa-alto tra il segnale di precarica e gli OUTS.
Nella Figura 6 è illustrata una forma d'onda di risposta ai transienti di carico da 1,7 A a 4,2 A. Il segnale di precarica viene applicato al feedback (OUTS) prima dell'effettivo transiente di carico, mentre si ottiene un tempo di recupero inferiore a 5 µs.
Figura 5. T8625SP con un segnale di precarica immesso nel pin OUTS per ottenere una risposta rapida ai transienti.
Figura 6. Il feedback dell'LT8625SP è influenzato sia dal segnale di precarica che dal transiente di carico, ottenendo tempi di recupero rapidi.
Dropout attivo nel circuito per transienti di recupero ultraveloci
Nelle applicazioni di beamforming, la tensione di alimentazione cambia continuamente per adattarsi a diversi livelli di corrente. Di conseguenza, il requisito di accuratezza per la tensione di alimentazione è solitamente compreso tra il 5% e il 10%. In questa applicazione, la stabilità è più importante dell'accuratezza della tensione poiché un tempo di recupero ridotto al minimo durante il transiente di carico massimizzerà l'efficienza dell'elaborazione dei dati. Un circuito di dropout si adatta perfettamente a questa applicazione poiché la tensione di dropout ridurrà o addirittura eliminerà il tempo di recupero. Nella Figura 7 è illustrato lo schema di un circuito di dropout attivo per l'LT8627SP. Un ulteriore resistore di dropout è stato aggiunto tra l'ingresso negativo (OUTS) dell'amplificatore di errore e l'uscita (VC) per mantenere un errore di stato stazionario nel circuito di controllo del feedback durante il transiente. La tensione di dropout può essere espressa come:
Figura 7. L'LT8627SP con un resistore di dropout attivo posizionato tra OUTS e VC per ottenere tempi di recupero del transiente rapidi.
Mentre ∆VOUT è la variazione di tensione iniziale causata dal transiente di carico, ∆IOUT è la corrente transiente di carico e g è il guadagno di corrente dal pin VC all'interruttore. Nella progettazione del circuito di dropout illustrato nella Figura 7, è necessario fare alcune considerazioni speciali:
- La corrente di dropout non deve superare il limite di corrente del pin VC. Per l'uscita dell'amplificatore di errore dell'LT8627SP, è opportuno limitare la corrente al di sotto di 200 µA per evitare la saturazione e ciò può essere ottenuto modificando i valori R7 e R8.
- La tensione di dropout deve adattarsi alla capacità di uscita in modo che la deviazione di tensione durante il transiente sia a un livello simile alla tensione di dropout per ottenere un tempo di recupero minimo durante il transiente.
Nella Figura 8 sono illustrate le forme d'onda tipiche per il suddetto circuito durante un transiente di carico da 1 A a 16 A a 1 A. È interessante notare che ora la velocità del transiente del carico da 16 A a 1 A non è più limitata dall'ampiezza di banda ma dal tempo minimo di attivazione del regolatore.
Figura 8. È possibile ottenere una risposta ai transienti di dropout per ridurre al minimo il tempo di recupero del transiente per LT8627SP.
Conclusione
Il campo della RF wireless sta diventando sempre più dipendente dai calcoli e sensibile al tempo di risposta ai transienti a causa della natura critica in termini di tempo dell'elaborazione del segnale ad alta velocità. I progettisti di sistemi devono aumentare la velocità di risposta ai transienti dell'alimentazione in modo da ridurre al minimo il tempo di blanking. La famiglia Silent Switcher 3 è la nuova generazione di regolatori monolitici ottimizzati per soluzioni transienti di carico dinamico intensivo e sensibile al rumore nei settori wireless, industriale, della difesa e della sanità. In base alle condizioni di carico, è possibile applicare tecniche e circuiti speciali per migliorare ulteriormente la risposta ai transienti.